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开关电源


  开关电源是利用现代电力电子技术,控制开关管开通和关断的时间比率,维持稳定输出电压的一种电源,开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比,二者的成本都随着输出功率的增加而增长,但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上,反而高于开关电源,这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新,使得开关电源技术也在不断地创新,这一成本反转点日益向低输出电力端移动,这为开关电源提供了广阔的发展空间。

  开关电源高频化是其发展的方向,高频化使开关电源小型化,并使开关电源进入更广泛的应用领域,特别是在高新技术领域的应用,推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。

  开关电源中应用的电力电子器件主要为二极管、IGBT和MOSFET。

  SCR在开关电源输入整流电路及软启动电路中有少量应用,GTR驱动困难,开关频率低,逐渐被IGBT和MOSFET取代。

  开关电源的三个条件

  1、开关:电力电子器件工作在开关状态而不是线性状态

  2、高频:电力电子器件工作在高频而不是接近工频的低频

  3、直流:开关电源输出的是直流而不是交流

  开关电源的分类

  人们在开关电源技术领域是边开发相关电力电子器件,边开发开关变频技术,两者相互促进推动着开关电源每年以超过两位数字的增长率向着轻、小、薄、低噪声、高可靠、抗干扰的方向发展。开关电源可分为AC/DC和DC/DC两大类,DC/DC变换器现已实现模块化,且设计技术及生产工艺在国内外均已成熟和标准化,并已得到用户的认可,但AC/DC的模块化,因其自身的特性使得在模块化的进程中,遇到较为复杂的技术和工艺制造问题。以下分别对两类开关电源的结构和特性作以阐述。

  2.1 DC/DC变换

  DC/DC变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压,也称为直流斩波。斩波器的工作方式有两种,一是脉宽调制方式Ts不变,改变ton(通用),二是频率调制方式,ton不变,改变Ts(易产生干扰)。其具体的电路由以下几类:

  (1)Buck电路——降压斩波器,其输出平均电压

  U0小于输入电压Ui,极性相同。

  (2)Boost电路——升压斩波器,其输出平均电压

  U0大于输入电压Ui,极性相同。

  (3)Buck-Boost电路——降压或升压斩波器,其

  输出平均电压U0大于或小于输入电压Ui,极性相反,电感传输。

  (4)Cuk电路——降压或升压斩波器,其输出平均电

  压U0大于或小于输入电压Ui,极性相反,电容传输。

  还有Sepic、Zeta电路。

  上述为非隔离型电路,隔离型电路有正激电路、反激电路、半桥电路、全桥电路、推挽电路。

  当今软开关技术使得DC/DC发生了质的飞跃,美国VICOR公司设计制造的多种ECI软开关DC/DC变换器,其最大输出功率有300W、600W、800W等,相应的功率密度为(6.2、10、17)W/cm3,效率为(80~90)%。日本NemicLambda公司最新推出的一种采用软开关技术的高频开关电源模块RM系列,其开关频率为(200~300)kHz,功率密度已达到27W/cm3,采用同步整流器(MOSFET代替肖特基二极管),使整个电路效率提高到90%。

  2.2AC/DC变换

  AC/DC变换是将交流变换为直流,其功率流向可以是双向的,功率流由电源流向负载的称为“整流”,功率流由负载返回电源的称为“有源逆变”。AC/DC变换器输入为50/60Hz的交流电,因必须经整流、滤波,因此体积相对较大的滤波电容器是必不可少的,同时因遇到安全标准(如UL、CCEE等)及EMC指令的限制(如IEC、、FCC、CSA),交流输入侧必须加EMC滤波及使用符合安全标准的元件,这样就限制AC/DC电源体积的小型化,另外,由于内部的高频、高压、大电流开关动作,使得解决EMC电磁兼容问题难度加大,也就对内部高密度安装电路设计提出了很高的要求,由于同样的原因,高电压、大电流开关使得电源工作损耗增大,限制了AC/DC变换器模块化的进程,因此必须采用电源系统优化设计方法才能使其工作效率达到一定的满意程度。

  AC/DC变换按电路的接线方式可分为,半波电路、全波电路。按电源相数可分为,单相、三相、多相。按电路工作象限又可分为一象限、二象限、三象限、四象限。

  开关电源的选用

  开关电源在输入抗干扰性能上,由于其自身电路结构的特点(多级串联),一般的输入干扰如浪涌电压很难通过,在输出电压稳定度这一技术指标上与线性电源相比具有较大的优势,其输出电压稳定度可达(0.5~1)%。开关电源模块作为一种电力电子集成器件,在选用中应注意以下几点:

  3.1输出电流的选择

  因开关电源工作效率高,一般可达到80%以上,故在其输出电流的选择上,应准确测量或计算用电设备的最大吸收电流,以使被选用的开关电源具有高的性能价格比,通常输出计算公式为:

  Is=KIf

  式中:Is—开关电源的额定输出电流;

  If—用电设备的最大吸收电流;

  K—裕量系数,一般取1.5~1.8;

  3.2接地

  开关电源比线性电源会产生更多的干扰,对共模干扰敏感的用电设备,应采取接地和屏蔽措施,按ICE1000、EN61000、FCC等EMC限制,开关电源均采取EMC电磁兼容措施,因此开关电源一般应带有EMC电磁兼容滤波器。如利德华福技术的HA系列开关电源,将其FG端子接大地或接用户机壳,方能满足上述电磁兼容的要求。

  3.3保护电路

  开关电源在设计中必须具有过流、过热、短路等保护功能,故在设计时应首选保护功能齐备的开关电源模块,并且其保护电路的技术参数应与用电设备的工作特性相匹配,以避免损坏用电设备或开关电源。

  开关电源技术的发展动向

  开关电源的发展方向是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。由于开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化,因此国外各大开关电源制造商都致力于同步开发新型高智能化的元器件,特别是改善二次整流器件的损耗,并在功率铁氧体(MnZn)材料上加大科技创新,以提高在高频率和较大磁通密度(Bs)下获得高的磁性能,而电容器的小型化也是一项关键技术。SMT技术的应用使得开关电源取得了长足的进展,在电路板两面布置元器件,以确保开关电源的轻、小、薄。开关电源的高频化就必然对传统的PWM开关技术进行创新,实现ZVS、ZCS的软开关技术已成为开关电源的主流技术,并大幅提高了开关电源的工作效率。对于高可靠性指标,美国的开关电源生产商通过降低运行电流,降低结温等措施以减少器件的应力,使得产品的可靠性大大提高。

  模块化是开关电源发展的总体趋势,可以采用模块化电源组成分布式电源系统,可以设计成N+1冗余电源系统,并实现并联方式的容量扩展。针对开关电源运行噪声大这一缺点,若单独追求高频化其噪声也必将随着增大,而采用部分谐振转换电路技术,在理论上即可实现高频化又可降低噪声,但部分谐振转换技术的实际应用仍存在着技术问题,故仍需在这一领域开展大量的工作,以使得该项技术得以实用化。

  电力电子技术的不断创新,使开关电源产业有着广阔的发展前景。要加快我国开关电源产业的发展速度,就必须走技术创新之路,走出有中国特色的产学研联合发展之路,为我国国民经济的高速发展做出贡献。

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  开关电源测试方法

  一. 耐电压

  (HI.POT,ELECTRIC STRENGTH ,DIELECTRIC VOLTAGE WITHSTAND)KV

  1.1 定义:于指定的端子间,例如:I/P-O/P,I/P-FG,O/P-FG间,可耐交流之有效值,漏电流一般可容许10毫安,时间1分钟。

  1.2 测试条件:Ta:25摄氏度;RH:室内湿度。

  1.3 测试回路:

  1.4 说明:

  1.4.1 耐压测试主要为防止电气破坏,经由输入串入之高压,影响使用者安全。

  1.4.2 测试时电压必须由0V开始调升,并于1分钟内调至最高点。

  1.4.2 放电时必须注意测试器之Timer设定,于OFF前将电压调回 0V。

  1.4.3 安规认证测试时,变压器需另行加测,室内 ,温度25摄氏度,RH:95摄氏度,48HR,后测试变压器初/次级与初级/CORE。

  1.4.5生产线测试时间为1秒钟。

  二.纹波噪声(涟波杂讯电压)

  (Ripple & Noise)%,mv

  2.1定义:

  直流输出电压上重叠之交流电压成份最大值(P-P)或有效值。

  2.2测试条件:

  I/P: Nominal

  O/P : Full Load

  Ta : 25℃

  2.3测试回路:

  2.4测试波形:

  2.5说明:

  2.5.1示波器之GND线愈短愈好,测试线得远离PUS。

  2.5.2使用1:1之Probe。

  2.5.3 Scope之BW一般设定于20MHz,但是对于目前的网络产品测试纹波噪声最好将BW设为最大。

  2.5.4 Noise与使用仪器,环境差异极大,因此测试必须表明测试地点。

  2.5.5测试纹波噪声以不超过原规格值 +1%Vo。

  三.漏电流(洩漏电流)

  (Leakage Current)mA

  3.1定义:

  输入一机壳间流通之电流(机壳必须为接大地时)。

  3.2测试条件:

  I/P:Vin max.×1.06(TUV)/60Hz

  Vin max.(UL1012)/60Hz

  O/P: No Load/Full Load

  Ta: 25 ℃

  3.3测试回路:

  3.4说明:

  3.4.1 L,N均需测。

  3.4.2UL1012 R值为1K5。

  TUV R值为2K/0。15uF。

  3.4.3漏电流规格TUV:3。5mA,UL1012:5mA。

  四.温度测试

  (Temperature Test)

  4.1定义:

  温度测试指PSU于正常工作下,其零件或Case温度不得超出其材质规

  格或规格定值。

  4.2测试条件:

  I/P: Nominal

  O/P: Full Load

  Ta : 25℃

  4.3测试方法:

  4.3.1将Thermo Coupler(TYPE K)稳固的固定于量测的物体上

  (速干、Tape或焊接方式)。

  4.3.2 Thermo Coupler于末端绞三圈后焊成一球状测试。

  4.3.3我们一般用点温计测量。

  4.4测试零件:

  热源及易受热源影响部分

  例如:输入端子、Fuse、输入电容、输入电感、滤波电容、桥整、热

  敏、突波吸收器、输出电容、输出电容、输出电感、变压器、铁芯、

  绕线、散热片、大功率半导体、Case、热源零件下之P.C.B.……。

  4.5零件温度限制:

  4.5.1零件上有标示温度者,以标示之温度为基准。

  4.5.2其他未标示温度之零件,温度不超过P.C.B.之耐温。

  4.5.3电感显示个别申请安规者,温升限制65℃Max(UL1012),75℃

  Max(TUV)。

  五.输入电压调节率

  (Line Regulation), %

  5.1定义:

  输入电压在额定范围内变化时,输出电压之变化率。

  Vmax-Vnor

  Line Regulation(+)=------------------

  Vnor

  Vnor-Vmin

  Line Regulation(-)=------------------

  Vnor

  Vmax-Vmin

  Line Regulation=----------------

  Vnor

  Vnor:输入电压为常态值,输出为满载时之输出电压。

  Vmax:输入电压变化时之最高输出电压。

  Vmin:输入电压变化时之最低输出电压。

  5.2测试条件:

  I/P:Min./Nominal/Max

  O/P:Full Load

  Ta:25℃

  5.3测试回路:

  5.4说明:

  Line Regulation 亦可直接Vmax-Vnor与Vmin-Vnor之±最大

  值以mV表示,再配合Tolerance%表示。

  六.负载调节率

  (Load Regulation)%

  5.1定义:

  输出电流于额定范围内变化(静态)时,输出电压之变化率。

  |Vminl-Vcent|

  Line Regulation(+)=------------------×100%

  Vcent

  |Vcent-VfL|

  Line Regulation(-)=------------------×100%

  Vcent

  |VminL-VfL|

  Line Regulation(%)=----------------×100%

  Vcent

  VmilL:最小负载时之输出电压

  VfL:满载时之输出电压

  Vcent:半载时之输出电压

  6.2测试条件:

  I/P:Nominal

  O/P:Min./Half/Full Load

  Ta:25℃

  6.3测试回路:

  6.4Load Regulation亦可直接Vmin.L-Vcent与Vcent-Vmax.之±最大

  值以mV表示,再配合Tolerance%表示。
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影响开关电源效率的因素
效率是任何开关电源的基本指标,任何开关电源的设计考首先需要考虑的是效率优化,特别是便携式产品,因为高效率有助于延长电池的工作时间,消费者可以有更多时间享受便携产品的各种功能。开关电源设计中,为获得最高转换效率,工程师必须了解转换电路中产生损耗的机制,以寻求降低损耗的途径。另外,工程师还要熟悉开关电源器件的各种特点,以选择最合适的芯片来达到高效指标。
  本文介绍了影响开关电源效率的基本因素,并提供了一些关于降低开关电源损耗的方法。
  开关器件的损耗
  MOSFET和二极管由于其自身特性,会大大降低系统效率。相关损耗主要分成两部分:传导损耗和开关损耗。简单地说,任何电流回路都存在损耗电阻,造成能量损耗。MOSFET和二极管是开关元件,导通时电流流过MOSFET或二极管,会有导通压降。由于MOSFET只有在导通时才有电流流过,MOSFET的传导损耗与其导通电阻、占空比和导通时的电流有关:
  PCONDMOSFET = IMOSFETONavg 2 ×RDSON ×D
  式1中,IMOSFETONavg是MOSFET在导通时的平均电流。MOSFET的传导损耗的起因是导通电阻,导通电阻通常非常小。二极管的传导损耗则取决于自身的导通压降(VF),导通压降相对较大。因此,二极管与MOSFET相比会引入更大的传导损耗。二极管的传导损耗由导通电流、导通压降、导通时间决定。MOSFET关断时,二极管导通,二极管的传导损耗可以由以下公式计算:
  PCONDDIODE = IDIODEONavg ×VF×(1-D)
  IDIODEONavg是二极管导通时的平均电流。从公式可以看出,导通时间越长,相关的传导损耗越大。降压电路中,输出电压越低,二极管的导通时间越长,相应的传导损耗也越大。
  由于开关损耗是由开关的非理想状态引起的,很难估算MOSFET和二极管的开关损耗,器件从完全导通到完全关闭或从完全关闭到完全导通需要一定时间,在这个过程中会产生能量损耗。图2所示MOSFET的漏源电压和漏源电流的关系图可以很好地解释MOSFET的开关损耗,从上半部分波形可以看出,在MOSFET的开关过程中,由于对MOSFET的电容充电、放电,其电流和电压不能突变。图中,VDS降到最终状态(=ID×RDSON)之前,满负荷电流将流过MOSFET。相反,关断时,VDS在MOSFET电流下降到零值之前逐渐上升到关断状态的最终值。开关过程中,电压和电流的交叠部分即为造成开关损耗的来源。
  开关过渡时间与频率无关,因此开关频率越高开关损耗也越大。这一点很容易理解,开关周期变短时,MOSFET的开关过渡时间所占比例会大大增加,从而增大开关损耗。
  与MOSFET相同,二极管也存在开关损耗。这个损耗很大程度上取决于二极管的反向恢复时间,发生在二极管从正向导通到反向截止的转换过程。当反向电压加在二级管两端时,电流会对二极管充电,产生反向电流尖峰(IRRPEAK),从而造成V × I能量损耗,因为反向电流和反向电压同时存在于二极管。
  了解了二极管的反向特性,可以由下式估算二极管的开关损耗:
  PSWDIODE ≈ 0.5×VREVERSE×IRRPEAK×tRR2×fs
  VREVERSE是二极管的反向偏置电压,IRRPEAK是反向电流,tRR2是从反向电流峰值到恢复电流为正的时间。对于降压电路,当MOSFET导通的时候,Vin为二极管的反向偏置电压。
  基于上述讨论,减小开关器件损耗的直接途径是:选择低导通电阻、可快速切换的MOSFET;选择低导通压降、快速恢复的二极管。通常,增加芯片尺寸和漏源极击穿电压,有助于降低导通电阻。因此,选择MOSFET时需要在尺寸和效率之间进行权衡。另外,由于MOSFET的正温度特性,当芯片温度升高时,导通电阻会相应增大。必须采用适当的热管理方案保持较低的结温,使导通电阻不会过大。导通电阻和栅源偏置电压成反比,因此,推荐使用足够大的栅极电压,
使MOSFET充分导通,该方案也会增大栅极驱动损耗。而且,开关控制器件本身通常无法产生较高的栅极驱动电压,除非芯片提供有自举电路,或采用外部栅极驱动。MOSFET的开关损耗取决于寄生电容,较大的寄生电容需要较长的充电时间,使开关转换变缓,损耗更多的能量。米勒电容通常反比于MOSFET的传导电容或栅-漏电容,在开关过程中对转换时间起决定作用。米勒电容的充电电荷定义为QGD,为了快速切换MOSFET,要求尽可能低的米勒电容。一般来说,MOSFET的电容和芯片尺寸成反比,因此必须折衷考虑开关损耗和传导损耗,同时也要谨慎选择电路的开关频率。
对于二极管,必须降低导通压降,以降低由此产生的损耗。对于小尺寸、额定电压较低的二极管,导通压降一般在0.7V~1.5V之间。二极管的尺寸、工艺和耐压等级都会影响导通压降和反向恢复时间。额定电压较高的大尺寸二极管通常具有较高VF的和tRR,这会造成比较大的损耗。高速应用中的开关二极管一般以速度划分,速度越高,反向恢复时间越短。快恢复二极管的tRR为几百纳秒,而超高速快恢复二极管的tRR为几十纳秒。PN结二极管的导通压降较大,适合大电流、高压工作场合,通常用于大功率系统。低功率或便携产品中,即使经过优化选择的导通压降和tRR二极管仍会带来较大的损耗。
  低功耗应用中,替代快恢复二极管的一种选择是肖特基二极管,这种二极管的恢复时间几乎可以忽略,反向恢复电压也只有普通二极管的一半,但它的工作电压远远低于快恢复二极管。考虑到这些特点,肖特基二极管被广泛用于低功耗设计,在低占空比时可以降低开关二极管的损耗。

  在一些低压应用中,即便是具有较低压降的肖特基二极管,所产生的传导损耗也无法接受。比如,在输出为1.5V的电路中,肖特基二极管的0.5V导通压降会产生33%的能量损耗。为了解决这一问题,可以选择低导通电阻的MOSFET实现同步控制架构。图1电路用MOSFET取代二极管,它与另外一个MOSFET同步工作,所以在交替切换的过程中,保证只有一个导通。由此,二极管的高导通压降问题被转换成MOSFET的导通电阻和压降,取代了二极管的传导损耗。当然,同步整流也会带来其它影响,例如:增加了系统设计的复杂度、成本,特别是在大电流应用中,这种架构不见得比异步方案更优越,因为MOSFET传导损耗的提升与电流的平方成正比。另外,我们还要考虑同步整流中栅极驱动引入的能量损耗。
  以上讨论了MOSFET和二极管对开关电源效率的影响。合理选择开关器件有助于改善效率,但这并非唯一的优化开关电源设计的渠道。从下面的讨论可以看到,电感、电容引入的损耗也是设计高效开关电源所面临的问题。

  效率估计
  能量转换系统必定存在效率损耗,因此,在实际应用中我们只能尽可能地获得接近100%的转换效率。目前市场上一些高质量开关电源的效率可以达到95%左右。图1所示电路的效率可以达到97%,但在轻载时效率有所降低。
  开关电源的损耗大部分来自开关器件(MOSFET和二极管),另外一部分损耗来自电感和电容。选择开关电源器件时,需要考虑控制器的架构和内部元件,以期获得高效指标。图1采用了多种方法来降低能量损耗,例如:同步整流,芯片内部集成低导通电阻的MOSFET,低静态电流和跳脉冲控制模式。
  电容损耗
  与理想的电容模型相反,电容元件的实际物理特性导致了几种损耗。电容在电源电路中主要起稳压、滤除输入/输出噪声的作用,电容的这些损耗降低了开关电源的效率。这些损耗可以通过三种现象描述:等效串联电阻损耗、
漏电流损耗和电介质损耗。电容的阻性损耗显而易见。既然电流在每个开关周期流入、流出电容,电容固有的电阻(Rc)将造成一定功耗。漏电流损耗(RL)是由于电容绝缘材料的电阻导致较小电流流过电容而产生的功率损耗。电介质损耗(RD)比较复杂,由于电容两端施加了交流电压,电容电场发生变化,从而使电介质分子极化造成功率损耗。

  电感损耗
  电感功耗包括线圈损耗和磁芯损耗,线圈损耗归结于线圈的直流电阻(DCR),磁芯损耗归结于电感的磁特性。对一个固定的电感值,电感尺寸较小时,为了保持相同匝数必须减小线圈的横截面积,因此导致DCR增大;对于给定的电感尺寸,小电感值允许减小DCR。已知DCR和平均电感电流Ilavq,电感的电阻损耗可以用下式估算。
  PLdcr = ILavg 2×DCR
  磁芯损耗并不像传导损耗那样容易估算。它由磁滞、涡流损耗组成,直接影响铁芯的交变磁通。开关电源中,尽管平均直流电流流过电感,由于通过电感的开关电压的变化产生的纹波电流导致磁芯周期性的磁通变化。磁滞损耗源于
每个交流周期中磁芯偶极子的重新排列所消耗的功率,正比于频率和磁通密度。

  开关电源IC的折衷选择
  合理选择开关电源IC有助于改善系统效率,特别需要考虑IC封装、设计和控制架构。功率开关集成到IC内部时可以省去繁琐的MOSFET或二极管选择,而且使电路更加紧凑,由于降低了线路损耗和寄生效应,可以在一定程度上提高效
率。IC规格中值得注意的一项指标是静态电流(IQ),它是维持电路工作所需的电流。重载情况下(大于一倍或两倍的静态电流),IQ对效率的影响并不明显,因为负载电流远大于IQ,而随着负载电流的降低,效率有下降的趋势,因为IQ对应的功率占总功率的比例提高。对于便携产品或电池供电产品,无疑选择具有极低IQ的电源IC比较理想,有些IC则通过不同的工作模式(例如:休眠模式或低功耗关断模式)来降低IQ。
开关电源的控制架构是影响开关电源效率的关键因素之一。图1所示同步整流架构中,由于采用低导通电阻的MOSFET取代了功耗较大的开关二极管,可有效改善效率指标。另一种常见的DC-DC控制结构是在轻载时进入跳脉冲工作模式,与单纯的PWM开关操作(在重载和轻载时均采用固定的开关频率)不同,跳脉冲模式下转换器工作在跳跃的开关周期,可以节省不必要的开关操作。跳脉冲模式下,在一段较长时间内电感放电,将能量从电感传递给负载,以维持输出电压。但是,跳脉冲模式会产生额外的输出噪声,这些噪声由于分布在不同频率,很难滤除。先进的开关电源IC会合理利用两者的优势:重载时采用恒定PWM频率;轻载时采用跳脉冲模式。
  优化开关电源效率
  开关电源因其高效率指标得到广泛应用,但其效率仍然受开关电路的一些固有损耗的制约。设计开关电源时,需要仔细研究造成开关电源损耗的来源,合理选择器件,从而充分利用开关电源的高效优势。




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